基于静止坐标系解耦控制的电压源换流器有功无功动态性能仿真复现研究（Simulink仿真实现）

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中给出了一个典型的电流控制型有功/无功功率控制器设计实例。该实例以静止坐标系为基础将三相电流控制转化为两个相互独立的电流控制通道并通过前馈滤波与补偿器设计实现功率指令的快速跟踪。该例不仅展示了控制结构的设计思路也揭示了功率解耦控制的实现条件与限制因素。本文的主要任务是复现该例的仿真过程并将仿真结果与教材结果进行对比。与教材原例相比本文仅改变电网侧电感取值其余参数保持不变。通过这一复现过程可以检验教材中控制策略的可复现性并进一步理解功率耦合现象的成因。本文的结构安排如下第二节介绍系统参数与控制参数第三节阐述控制原理与系统结构第四节给出仿真结果第五节进行结果对比与讨论第六节总结全文。2 系统参数与控制参数2.1 参数设置说明本文与教材原例的主要区别在于电网侧电感取值不同。该电感表示换流器与交流电网之间的接口电感其数值会影响电流纹波、动态响应速度以及闭环系统的稳定裕度。除该参数外其余参数均与教材保持一致以保证仿真结果具有可比性。2.2 主电路参数系统直流侧采用对称双极性结构直流电压为一千四百五十伏中点电位为零。交流侧三相电压源为对称正弦电压电压幅值为三百九十一伏角频率为三百七十七弧度每秒对应工频五十赫兹。换流器采用两电平结构开关频率为三千四百二十赫兹载波为公共三角波。接口电感为一百微亨电阻为零点七五毫欧滤波电容为三百三十微法。开关器件通态电阻为零点八八毫欧二极管正向压降为一伏。这些参数共同决定了换流器的开关行为、导通损耗以及电流纹波水平。2.3 参考功率指令控制系统在仿真过程中给出四个阶段的参考功率指令。初始阶段有功功率和无功功率参考值均为零。随后在零点一三七二秒时有功功率参考值阶跃至一兆瓦无功功率参考值保持为零。在零点二秒时有功功率参考值阶跃至负一兆瓦表示换流器由有功注入转为有功吸收。在零点二五秒时有功功率参考值保持负一兆瓦不变无功功率参考值阶跃至五百千乏。上述指令变化覆盖了零功率启动、有功注入、有功吸收以及无功调节等多种工况能够较全面地检验控制器的动态性能。3 控制原理与系统结构3.1 静止坐标系下的控制思想在三相系统中直接对三相电流进行独立控制较为困难因为三相量之间存在耦合关系。通过坐标变换可以将三相信号转换为两个正交分量从而将三相控制问题转化为两个独立的直流控制问题。本文所采用的控制策略正是在这一思想基础上展开的。在静止坐标系下有功功率与无功功率可以由两个正交电流分量与电网电压分量共同表示。反过来根据给定的有功功率和无功功率参考值也可以计算出对应的电流参考值。这样功率控制问题就转化为电流跟踪问题。只要两个电流分量能够快速跟踪各自参考值有功功率和无功功率就能够实现独立调节。3.2 电流控制回路电流控制回路由两个结构相同的通道组成分别对应两个正交轴。每个通道包含一个补偿器、一个前馈滤波器以及一个电流控制对象。补偿器的作用是提高系统的开环增益和相位裕度使闭环系统具有足够的带宽和稳定性。前馈滤波器的作用是将电网电压信息引入控制输入从而减轻补偿器的负担提高电流跟踪速度。控制器的输出经过调制后生成开关信号驱动换流器桥臂工作。换流器交流侧输出电压的基波分量与电网电压之间的差值作用在接口电感上从而产生所需的电流。因此电流控制的本质是通过调节换流器输出电压间接控制接口电感上的电压降。3.3 补偿器设计特点补偿器由多个环节组成包括谐振环节、超前环节、滞后环节和比例增益。谐振环节用于抑制电网频率附近的扰动提高系统对周期性扰动的抑制能力。超前环节用于提高相位裕度改善系统的动态响应。滞后环节用于提高低频增益减小稳态误差。比例增益则用于整体调节开环增益。上述环节的组合使补偿器在较宽频率范围内具有较好的幅频特性和相频特性从而保证两个电流通道均具有足够的带宽和稳定裕度。3.4 坐标变换与信号传递控制器在静止坐标系下运行而换流器主电路为三相结构。因此需要在控制器与主电路之间进行坐标变换。从三相信号到两个正交分量的变换称为正向变换从两个正交分量到三相信号的变换称为反向变换。通过这两种变换控制器可以在两相坐标系下完成电流调节而主电路仍以三相形式运行。3.5 非理想换流器模型在 MATLAB/Simulink 仿真中换流器采用非理想两电平模型。每个桥臂包含两个开关器件和两个二极管并考虑了通态电阻和二极管正向压降。与理想模型相比非理想模型能够更真实地反映换流器的导通损耗和开关行为使仿真结果更接近实际系统。4 仿真结果4.1 有功功率与无功功率响应仿真结果表明有功功率和无功功率能够较快地跟踪各自参考值。在参考值发生阶跃变化时功率响应经过短暂过渡过程后进入新的稳态。有功功率在零点一三七二秒由零阶跃至一兆瓦随后在零点二秒由一兆瓦阶跃至负一兆瓦。无功功率在零点二五秒由零阶跃至五百千乏。整体来看功率响应速度较快超调量较小。4.2 并网电流与电网电压的相位关系并网电流与电网电压之间的相位关系反映了功率传输方向和性质。当有功功率为正、无功功率为零时电流与电压同相表示换流器向电网注入有功功率。当有功功率为负、无功功率为零时电流与电压反相表示换流器从电网吸收有功功率。当有功功率为负、无功功率为正时电流滞后电压一定角度表示换流器在吸收有功功率的同时向电网注入无功功率。上述相位关系与教材结果一致说明控制器能够根据功率指令正确调节电流相位。4.3 电流参考值与实际电流在零点一三七二秒之前电流参考值为零实际电流也保持为零。此时控制器输出与电网电压基本一致接口电感上的电压降为零因此没有电流流过。在零点一三七二秒之后电流参考值变为非零控制器输出相应改变接口电感上产生电压降实际电流开始跟踪参考值。仿真结果表明实际电流能够较快地跟踪参考值但在参考值发生阶跃变化的瞬间实际电流存在一定的过渡过程。这与闭环系统带宽有限有关。4.4 控制器输出电压控制器输出电压与电网电压之间的关系反映了换流器交流侧输出电压的调节过程。在电流为零时控制器输出电压与电网电压基本一致。在电流非零时控制器输出电压相对于电网电压发生偏移以产生所需的接口电感电压降。仿真结果表明控制器输出电压能够紧密跟踪电网电压的变化并根据电流需求进行相应调节。5 结果对比与讨论5.1 与教材结果的一致性将本文仿真结果与教材结果进行对比可以发现两者在功率响应、电流相位关系以及控制器输出等方面均具有较高一致性。有功功率和无功功率能够快速跟踪参考值并网电流与电网电压之间的相位关系符合功率传输规律控制器输出电压能够根据电流需求进行调节。这些结果表明本文的仿真模型正确控制参数设置合理教材中的控制策略具有可复现性。5.2 功率耦合现象分析尽管有功功率和无功功率能够较快地跟踪各自参考值但两者之间并非完全解耦。当有功功率参考值发生阶跃变化时无功功率也会出现一定程度的波动反之亦然。造成这一现象的根本原因在于功率解耦控制要求两个电流分量能够瞬时跟踪各自参考值但实际闭环系统带宽有限电流响应存在一定延迟。因此在功率指令发生阶跃变化的瞬间两个电流通道之间会通过电网电压和接口电感产生耦合导致功率响应出现相互影响。这一现象在教材中也有分析说明功率解耦控制在实际系统中只能近似实现无法做到完全解耦。5.3 控制器输出与电网电压的关系控制器输出电压在电流为零时与电网电压基本一致在电流非零时相对于电网电压发生偏移。这一现象说明控制器通过调节换流器交流侧输出电压改变接口电感上的电压降从而控制电流。控制器输出电压能够紧密跟踪电网电压的变化说明前馈滤波器和补偿器的设计是有效的。5.4 电网侧电感变化的影响本文采用电网侧电感为四十微亨与教材原例不同。仿真结果表明在改变该参数后系统仍能够保持稳定功率响应仍能够快速跟踪参考值电流相位关系仍符合功率传输规律。这说明该控制策略对电网侧电感变化具有一定的鲁棒性。当然电感取值的变化会影响电流纹波和动态响应速度但在本文所采用的参数范围内系统性能仍然满足要求。6 结论本文复现了教材中电流控制型有功/无功功率控制器的仿真并对仿真结果与教材结果进行了系统比较。主要结论如下第一仿真结果验证了教材中控制结构与参数设计的有效性。有功功率和无功功率能够快速跟踪各自参考值并网电流与电网电压之间的相位关系符合功率传输规律控制器输出电压能够根据电流需求进行调节。第二由于两个电流控制通道的闭环带宽有限有功功率和无功功率之间存在一定程度的动态耦合。这一现象说明功率解耦控制在实际系统中只能近似实现无法做到完全解耦。第三控制器输出电压能够紧密跟踪电网电压的变化说明前馈滤波器和补偿器的设计是有效的。前馈滤波器减轻了补偿器的负担补偿器则保证了闭环系统具有足够的带宽和稳定裕度。第四在改变电网侧电感取值后系统仍能够保持稳定功率响应仍能够快速跟踪参考值说明该控制策略对电网侧电感变化具有一定的鲁棒性。综上所述本文的仿真结果与教材结果吻合良好说明教材中的控制策略具有可复现性同时也为进一步研究功率解耦控制提供了参考。第二部分——运行结果实际-有功-无功控制器的动态性能两级电压源变流器VSC采用电流控制的实际/无功功率控制器利用阿尔法-贝塔转换进行电流反馈。根据示例7.1的结果和电流控制的实时/无功功率控制器的模拟结果图1展示了一个电流控制的实时/无功功率控制器的原理图。图2展示了αβ框架到abc框架和abc框架到αβ框架的转换块。图3展示了在MATLAB中用于示例7.1模拟的非理想两电平VSC的原理图。图4展示了图1中的实/无功功率控制器的控制块图。根据对实时/无功功率控制器动态性能的仿真结果我们可以观察到所有观测参数的行为与教科书[2]中示例7.1中给出的相同。图9展示了仿真结果其中Ps和Qs迅速跟随它们各自的命令。图9显示当Ps1兆瓦Qs0时ia与Vsa同相位当Ps-1兆瓦Qs0时ia滞后Vsa180°当Ps-1兆瓦Qs0.5兆乏时ia滞后Vsa153°。这与教科书[2]中示例7.1的图8中观察到的情况相同。图12展示了图4的控制系统的一些重要变量。图12显示iαref和iβref在t0.1372秒之前为零。因此α轴和β轴控制器保持uα和uβ等于Vsα和Vsβ。这意味着电感器之间没有电压降因此iα和iβ保持为零。图11还显示iαref和iβref在t0.1372秒时更改为非零值。因此α轴和β轴控制器相应地根据Vsα和Vsβ更改uα和uβ以在接口电感器上产生所需的电压降并调节iα和iβ至其参考命令这也与教科书[2]中示例7.1的图11中观察到的情况相同。结论从图9的仿真结果中我们观察到Ps和Qs迅速跟随它们各自的命令。然而Ps和Qs的响应并非完全解耦。原因在于完全解耦Ps和Qs的控制需要iα和iβ立即跟随其相应的参考命令。然而由于α轴和β轴闭环系统的带宽有限iα和iβ在响应速度方面受到限制因此Ps和Qs在某种程度上是耦合的。从图12中我们可以观察到α轴和β轴控制器的输出uα和uβ紧密跟随Vsα和Vsβ。uα和uβ相当于VSC交流端电压Vtabc基波的αβ坐标分量因此为了确保接口电感器上的零电压降uα和uβ通过根据Ps和Qs的需求改变iα和iβ而紧密跟随Vsα和Vsβ。详细文档和参数、数学模型见第4部分。As we can observe from the results of the simulation for Dynamic Performance of Real-/Reactive-Power Controller,all the behaviour of observed parameters are the same as given in the from the textbook [2] in Example 7.1. Figure 9illustrates the results of the simulation thatPsandQsrapidly follow their respective commands. Figure 9 shows thatiais (i) in phase withVsawhenPs1 MW,andQs 0, (ii) 180◦ laggingVsawhenPs -1 MW,andQs 0, and (iii) 153◦laggingVsawhenPs -1 MW,andQs 0.5 MVAr), same as also observed in the Figure 8 from the textbook [2]Example 7.1.Figure 12 illustrate a number of important variables of the control system of Figure 4. Figure 12 shows thatiαref(andiβref) is zero untilt 0.1372 s. Therefore, theα-axis (andβ-axis) controller keepsuα(anduβ) equal toVsα(andVsβ). Itmeans there is no voltage drop across the inductors and, thus,iα(andiβ) remains zero. Figure 11 also shows thatiαref(andiβref) is changed to a nonzero value att 0.1372 s. Consequently, theα-axis (andβ-axis) controller accordinglychangesuα(anduβ) with respect toVsα(andVsβ), to generate the required voltage drop across the interface inductorsand regulateiα(andiβ) at its reference command, again, same as also observed in the Figure 11 from the textbook [2]Example 7.1.Conclusion:As we have observed in the simulation from Figure 9,PsandQsrapidly follow their respective commands. However,the responses ofPsandQsare not perfectly decoupled from each other. The reason is that a perfect decoupled controlofPsandQsrequiresiαandiβto instantly follow their corresponding reference commands issued. However, due to thelimited bandwidth ofα- andβ-axis closed-loop systems,iαandiβare limited in terms of the speed of response and thusPsandQsare somewhat coupled.From Figure 12, we can observed that the outputs ofα- andβ-axis controllers, that is,uαanduβ, are closely followingVsαandVsβ.uαanduβare equivalent to theαβ-frame components of the fundamental harmonic of the VSC AC-sideterminal voltage Vtabc, therefore, to ensure zero voltage drop across interface inductors,uαanduβclosely followVsαandVsβby changingiαandiβaccording to the demand ofPsandQs.第三部分——参考文献文章中一些内容引自网络会注明出处或引用为参考文献难免有未尽之处如有不妥请随时联系删除。(文章内容仅供参考具体效果以运行结果为准)​​​​​​第四部分——本文完整资源下载资料获取更多粉丝福利MATLAB|Simulink|Python|数据|文档等完整资源获取本文完整资源下载